1. Class H 功能概述
Class H技术是一种提高音频系统效率的动态调压技术。其原理是由音频功放实时检测音频输入，根据所要输出的信号摆幅，给出供电电压调节信号；boost根据接收到的电压调节信号，动态调节输出电压。通常，输出功率一定时，功放的效率会随供电电压的增加而降低，boost 的效率同样会随输出电压的提高而降低。由于音频信号通常具有比较高的峰值因数，平均功率只有峰值功率的40%或更低。Class H技术可实现boost的输出电压对于音频 输出幅值的动态追踪，使得boost的输出（即功放供电电压）保持在“刚刚好”的电压上，既不会因为boost输出电压不足而发生削波失真，又避免了因为boost输出电压过高而降低系统效率，整个音频系统总是工作在效率最优的状态。图1为Class H应用系统框图。图2为boost输出电压和功放音频输出的实测波形示例。

对于便携式音频系统，如便携式蓝牙音箱、拉杆音箱等，Class H技术可在相同的电池容量下，大幅提高续航时间，对于降低产品内部温升亦有帮助。表1展示了同一套系统，在音乐、音量都相同的情况下，打开或关闭Class H 功能的对比实测结果。当关闭Class H 功能时，boost输出电压保持在最大音频功率所对应的最高值。

ACM86xx全系列数字输入音频功放均可支持Class H功能。ACM86xx以PWM 的形式给出的电压调节信号，更低的占空比对应于更高的boost输出电压，反之亦然。此PWM信号， 经过适当的RC低通滤波后，连接至boost的FB引脚，即可实现对于boost输出电压的动态调节。只要boost具有足够的功率输出能力，ACM86xx的Class H功能可以与任何boost芯片配合。
2. Class H 设计指南
2.1 硬件部分
ACME 软件集成了Class H参数计算功能。用户可根据系统需求输入参数，即可得到硬件参考设计。

下面以单串锂电池 + TPS61288 (boost) + ACM8625 为例，解析硬件设计过程。表 2 列 出了设计范例的参数，

1) 点击 Enable

2) 根据音频峰值功率需求和喇叭阻抗，确定 boost输出电压范围。

此案例中，最大音频功率为2*15W，喇叭阻抗4欧姆。查询 ACM8625 Output Power vs. PVDD 曲线（规格书 Figure 3），最高电压应为 13V 左右。考虑到 boost 环路带 宽较低，负载跳变时输出电压易出现较大跌落，这里取 15V 作为 Class H 中的最高 电压。最低电压略高于电池电压即可，这里选择 8.5V。

3) 查询 boost 规格书，得到 boost 的 FB 电压，如图3。

得到 TPS61288 的 feedback 参考电压为 0.6V。

4) 选择合适的boost下反馈电阻阻值，通常可为几k 到几十k欧姆之间。 这里选择15k。

5) 选择功放的DVDD电压与GPIO引脚。 DVDD是硬件设计中，为ACM86xx的DVDD分配的供电电压，这里选择3.3V。 Class H GPIO为Class H信号由ACM86xx上哪一个引脚引出，应该与硬件设计相匹配。共有两个选项，GPIO3对应与芯片的Pin 5，GPIO1对应于芯片的Pin 9。这里选择GPIO3。

经过上述步骤，即可得到RC阻容值，包括图4中的R1，R2，R3，R4，C1，C2。此外，

其他硬件设计细节问题，例如 boost 选型与输出电容选择等，在第4部分中予以讨论。
2.2 软件部分
当连接到demo板进行在线调试时，每输入一个参数并且按回车，软件都会更新芯片中的寄存器。调试完成后，随其他调音参数一起，export为.c 文件，最终集成到主平台软件上作为功放初始化脚本。
3. 调试指南
3.1 调试步骤
ACME 建议的调试步骤如下：

第一步，功放空载不接喇叭，输入为1kHz连续正弦波信号，手动给从低到高几个不同幅值的输入，万用表测量boost输出电压。当输入为0或者幅值很低时，boost输出应等于预设的Class H 最低电压; 当输入不断增大时，boost输出应逐渐增加，直到到达预设的Class H最高电压。

第二步，功放空载不接喇叭，输入1kHz连续正弦波信号，扫描THD+N vs. Output Power曲线。在到达设计的最高输出功率前，THD+N不应有明显增加。

第三步，接上喇叭或与喇叭阻抗相等的纯电阻负载。以正弦波测试，重复第二步。典型 曲线如图 5 所示。若第二步无异常，而第三步发生异常，则说明 boost 功率能力不足。 

 第四步，调整输入幅值，使得输出达到系统最大输出功率，以正弦波作为输入，扫描THD+N vs. Output Power曲线。在整个音频带内，THD+N不应超出系统要求的最大失真（通常为1%），如图6所示。 

第五步，前述步骤都已确定无问题以后，以实际喇叭播放音乐进行听音测试。
3.2 故障排除方法
Class H 工作不正常的常见现象包括，Boost电容、电感啸叫，音频输出失真偏大，喇叭声音异常等等。出现此类异常时，可参考以下两种方法进行调试。

方法一，将 boost 输出与功放的PVDD供电断开，使用外接功率能力足够的稳压电源测试。如果故障排除，则说明Class H动态升压部分确有问题；如仍然异常，则说明此故障与Class H无关，建议先bypass Class H调试。

方法二，将喇叭取下，即功放空载，扫描THD+N对频率和输出功率曲线。如果故障排除，则说明是由于boost功率能力不够引起的问题，需要改善boost动态性能，或者更换输出功率能力更强的boost。

经上述两种方法判断，如果故障仍然存在，则可以断开功放Class H引脚的所有连接（除了到 DVDD 上拉电阻应保留），给到功放不同幅值的输入信号，用示波器观察Class H引脚的PWM输出波形。图7为几种不同输入幅值时，PWM的占空比变化情况。

4. 常见问题讨论
4.1 boost选型
Class H设计中的boost选型，主要由音频功率指标所决定。需要注意的是，一般所讲的最大音频功率指的都是以正弦波来衡量的RMS功率。然而，正弦波的峰值功率实际上是RMS功率的两倍。Boost应当按照能够提供此峰值功率。举例来说，对于一个标称最大功率为15W的4欧姆双声道设计，实际上功放输出的峰值功率是30W*2，即60W；再查看ACM86xx的规格书，得到此工况下的效率值，这里假设为83%；即可得到boost的最大负载 功率为30W/83%，大约为72W。对于忽略各种损耗的理想Boost，

其中， 𝐼是boost平均电感电流， 𝐼_是电感峰值电流， 𝑉为boost输入电压， 𝐼为boost输出电流，𝐷为占空比，T为开关周期。

具体举例来说，当VIN 为7.2V，VOUT为15V，IOUT 为5A，开关频率为600kHz，L为2.2uH 时，理论上输入的峰值电流可达12A。而实际情况下，考虑boost控制环路有限的带宽，在输出电压动态变化时往往会出现更高的峰值电流。因此，在boost选型时，其负载能力（通 常是指开关电流限值）至少应该能够覆盖模拟音频信号的正弦波峰值功率的需求，能提供20%以上的裕量更佳。

在实际播放音乐中，应用Class H功能时，boost的输出电压和负载状况不断跳变。在音频峰值出现时，boost由轻载过渡到重载状态，输出电压会有跌落。正确的设计应保证跌落的boost输出电压仍高于最大的功放输出摆幅，不会引起功放输出削波失真。前述例子中的测试波形，如下图所示。当每个通道的输出功率从15W增大到20W时，输出摆幅增大，出现了削波失真。

此类削波失真出现的常见原因，除了 boost 自身功率能力不足以外，与 boost 的输出电容 选择以及环路补偿设计也密切相关。这些内容将在下一小节中讨论。
4.2 boost 输出电容与环路优化
传统音频功放设计中，为了避免在音频瞬态峰值信号到来时电源电压大幅跌落导致的削 波失真，功放的电源输入端往往会放置几百甚至几千uF 的大电容。而在Class H设计中， boost输出电压是根据音频信号动态变化的。boost输出电压的改变需要为其输出电容充放电，而这些电荷又是boost的负载电流提供的。过大的输出电容，会加重boost的负载压力， 使得电压追踪能力下降。从另一个角度讲，输出电容增大会使得boost控制环路中的主负载极点向更低频移动，限制了控制环路的带宽和动态性能，无法充分发挥boost的动态能力。使用大容量电解电容还占用了更大的空间，也推高了硬件成本。

图10是不同输出电容组合，相同的环路补偿参数下，以1kHz正弦波输入扫描THD+N vs. Output Power 曲线，再固定2*15W的输出功率扫描THD+N vs. Frequency。可见，对于目标最大音频RMS功率 2*15W，仅使用50uF 陶瓷电容（考虑 DC bias 衰减后的有效容值）， 已经能够满足要求失真要求，而不必再另外增加boost输出电容。

进一步，再讨论不同环路补偿参数的影响。 在前述测试条件基础上，功放增大输出功率到 2*18W，boost 输出端增加一个 100uF 电解 电容，以比较不同 boost 环路补偿参数对失真度的影响。TPS61288 控制环路为峰值电流模式， 当输出 2*18W/85%时，此时负载主极点位于， 

电解电容的 ESR 零点位于， 

考虑陶瓷电容对电解电容 ESR 零点的影响，实际的输出电容网络 ESR 零点频率还会略高一些。 几组 RCOMP, CCOMP补偿参数及其对应的补偿零点分别为， 

15k + 1nF，fcomp_z=10.6kHz 

33k + 1nF，fcomp_z=4.8kHz 

51k + 1nF，fcomp_z=3.1kHz

考虑到 ESR 零点与负载主极点距离较远，在保持环路稳定的前提下，补偿零点越靠近负载 主极点，则环路带宽越高，动态响应越好。这表现为重载条件到来时boost能够快速响应，其输出电压不会跌落太大，发生削波失真。图11为输出功率为2*18W，其他测试条件相同，上述三组补偿参数所对应的THD+N vs. Frequency扫描结果。可见经过恰当补偿的boost环路， 可以有效改善削波失真。

此外，测试中还包括了一组参数，保持RCOMP不变，将CCOMP加大， 

51k + 2.2nF，1.4kHz

从图11上可见，虽然其补偿零点频率更低，但其环路补偿效果仍差于51k+1nF。这是因为， 更大的CCOMP使得boost环路的开环增益曲线在低频段的下降斜率加大，最终导致环路带宽不增反降。

如图12所示，从时域波形上同样可以观察到合适的补偿参数改善了环路动态性能，降 低了boost输出电压的波动幅度，改善了削波失真程度。

值得一提的是，ACM86xx 集成了Look-ahead功能，可在音频功率峰值到来之前，提前几个ms将boost输出电压升高到所需的电压值，大幅度减轻了音频功率峰对于boost的冲击。

总之，当出现boost输出电压波动过大导致削波失真时，应首先考虑优化boost环路参 数，改善其动态负载性能。若仍然无法满足要求，再考虑增大输出电容，重新迭代环路优化过程，直到削波失真程度降低到可以接受为止。
4.3 boost 环路稳定性
在 Class H应用中，boost的输出电压不断变化，负载也在不断变化，boost应始终保持 环路稳定，不应出现环路失稳时常见的“大小波”或“multi-pulse”现象，这就对boost的环路 设计提出了较高要求。环路失稳常常会导致电感电流纹波增大或输出电压不稳，引起电容电感啸叫。

通常来说，输入电压越低，输出电压越高，负载电流越大，boost控制环路越容易失稳。 因此，Class H中boost环路设计的最恶劣工况，应该是最低输入电压、最高输出电压、最大音频功率输出时，设计测试中应首先确保此工况下的稳定性。在此基础上，再不断调节音频输出幅度，确保其他工况下的稳定性。
4.4 电池电压跌落、boost 最低工作电压
从前述分析可知，电池供电的音频系统，尤其是单节电池系统，boost在工作时会从电 池输入端抽取很大的电流。且放电截止电压越低，boost升压比越大，输入侧峰值电流越高。 因此，应根据系统的电流能力，仔细考虑电池放电的截止电压。必要时还可设置boost的限 流值，防止boost输入电流过大，将电池电压拉到低于整个的系统欠压阈值，导致系统重启。 系统的电流能力的主要考虑因素包括，电池本身的放电电流能力，电池等效内阻，线损。另外，如果系统上电池放电经过Charger芯片，还应将charger的电池放电MOS的电流能力考虑在内。 
5. 总结
ACM86xx 系列功放集成了Class H功能，可与各种boost转换器一起，有效提高各种音频系统的效率，降低发热量，大幅提高电池的续航时间。ACME 软件可以帮助设计者快速完 成 Class H相关的软硬件配置。本文还讨论了 boost 选型、调试过程等常见问题，为设计者提供了完整的Class H设计指南。