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苏州至盛半导体I2S数字功放IC-ACM86xx动态调整升压Class H功能设计指南
文章来源:永阜康科技 更新时间:2023/11/2 10:36:00

1. Class H 功能概述
Class H技术是一种提高音频系统效率的动态调压技术。其原理是由音频功放实时检测音频输入,根据所要输出的信号摆幅,给出供电电压调节信号;boost根据接收到的电压调节信号,动态调节输出电压。通常,输出功率一定时,功放的效率会随供电电压的增加而降低,boost 的效率同样会随输出电压的提高而降低。由于音频信号通常具有比较高的峰值因数,平均功率只有峰值功率的40%或更低。Class H技术可实现boost的输出电压对于音频 输出幅值的动态追踪,使得boost的输出(即功放供电电压)保持在“刚刚好”的电压上,既不会因为boost输出电压不足而发生削波失真,又避免了因为boost输出电压过高而降低系统效率,整个音频系统总是工作在效率最优的状态。图1为Class H应用系统框图。图2为boost输出电压和功放音频输出的实测波形示例。

对于便携式音频系统,如便携式蓝牙音箱、拉杆音箱等,Class H技术可在相同的电池容量下,大幅提高续航时间,对于降低产品内部温升亦有帮助。表1展示了同一套系统,在音乐、音量都相同的情况下,打开或关闭Class H 功能的对比实测结果。当关闭Class H 功能时,boost输出电压保持在最大音频功率所对应的最高值。

ACM86xx全系列数字输入音频功放均可支持Class H功能。ACM86xx以PWM 的形式给出的电压调节信号,更低的占空比对应于更高的boost输出电压,反之亦然。此PWM信号, 经过适当的RC低通滤波后,连接至boost的FB引脚,即可实现对于boost输出电压的动态调节。只要boost具有足够的功率输出能力,ACM86xx的Class H功能可以与任何boost芯片配合。
2. Class H 设计指南
2.1 硬件部分
ACME 软件集成了Class H参数计算功能。用户可根据系统需求输入参数,即可得到硬件参考设计。

下面以单串锂电池 + TPS61288 (boost) + ACM8625 为例,解析硬件设计过程。表 2 列 出了设计范例的参数,

1) 点击 Enable

2) 根据音频峰值功率需求和喇叭阻抗,确定 boost输出电压范围。

此案例中,最大音频功率为2*15W,喇叭阻抗4欧姆。查询 ACM8625 Output Power vs. PVDD 曲线(规格书 Figure 3),最高电压应为 13V 左右。考虑到 boost 环路带 宽较低,负载跳变时输出电压易出现较大跌落,这里取 15V 作为 Class H 中的最高 电压。最低电压略高于电池电压即可,这里选择 8.5V。

3) 查询 boost 规格书,得到 boost 的 FB 电压,如图3。

得到 TPS61288 的 feedback 参考电压为 0.6V。

4) 选择合适的boost下反馈电阻阻值,通常可为几k 到几十k欧姆之间。 这里选择15k。

5) 选择功放的DVDD电压与GPIO引脚。 DVDD是硬件设计中,为ACM86xx的DVDD分配的供电电压,这里选择3.3V。 Class H GPIO为Class H信号由ACM86xx上哪一个引脚引出,应该与硬件设计相匹配。共有两个选项,GPIO3对应与芯片的Pin 5,GPIO1对应于芯片的Pin 9。这里选择GPIO3。

经过上述步骤,即可得到RC阻容值,包括图4中的R1,R2,R3,R4,C1,C2。此外,

 

其他硬件设计细节问题,例如 boost 选型与输出电容选择等,在第4部分中予以讨论。
2.2 软件部分
当连接到demo板进行在线调试时,每输入一个参数并且按回车,软件都会更新芯片中的寄存器。调试完成后,随其他调音参数一起,export为.c 文件,最终集成到主平台软件上作为功放初始化脚本。
3. 调试指南
3.1 调试步骤
ACME 建议的调试步骤如下:

第一步,功放空载不接喇叭,输入为1kHz连续正弦波信号,手动给从低到高几个不同幅值的输入,万用表测量boost输出电压。当输入为0或者幅值很低时,boost输出应等于预设的Class H 最低电压; 当输入不断增大时,boost输出应逐渐增加,直到到达预设的Class H最高电压。

第二步,功放空载不接喇叭,输入1kHz连续正弦波信号,扫描THD+N vs. Output Power曲线。在到达设计的最高输出功率前,THD+N不应有明显增加。

第三步,接上喇叭或与喇叭阻抗相等的纯电阻负载。以正弦波测试,重复第二步。典型 曲线如图 5 所示。若第二步无异常,而第三步发生异常,则说明 boost 功率能力不足。 

 第四步,调整输入幅值,使得输出达到系统最大输出功率,以正弦波作为输入,扫描THD+N vs. Output Power曲线。在整个音频带内,THD+N不应超出系统要求的最大失真(通常为1%),如图6所示。 

第五步,前述步骤都已确定无问题以后,以实际喇叭播放音乐进行听音测试。
3.2 故障排除方法
Class H 工作不正常的常见现象包括,Boost电容、电感啸叫,音频输出失真偏大,喇叭声音异常等等。出现此类异常时,可参考以下两种方法进行调试。

方法一,将 boost 输出与功放的PVDD供电断开,使用外接功率能力足够的稳压电源测试。如果故障排除,则说明Class H动态升压部分确有问题;如仍然异常,则说明此故障与Class H无关,建议先bypass Class H调试。

方法二,将喇叭取下,即功放空载,扫描THD+N对频率和输出功率曲线。如果故障排除,则说明是由于boost功率能力不够引起的问题,需要改善boost动态性能,或者更换输出功率能力更强的boost。

经上述两种方法判断,如果故障仍然存在,则可以断开功放Class H引脚的所有连接(除了到 DVDD 上拉电阻应保留),给到功放不同幅值的输入信号,用示波器观察Class H引脚的PWM输出波形。图7为几种不同输入幅值时,PWM的占空比变化情况。

4. 常见问题讨论
4.1 boost选型
Class H设计中的boost选型,主要由音频功率指标所决定。需要注意的是,一般所讲的最大音频功率指的都是以正弦波来衡量的RMS功率。然而,正弦波的峰值功率实际上是RMS功率的两倍。Boost应当按照能够提供此峰值功率。举例来说,对于一个标称最大功率为15W的4欧姆双声道设计,实际上功放输出的峰值功率是30W*2,即60W;再查看ACM86xx的规格书,得到此工况下的效率值,这里假设为83%;即可得到boost的最大负载 功率为30W/83%,大约为72W。对于忽略各种损耗的理想Boost,

其中, 𝐼是boost平均电感电流, 𝐼_是电感峰值电流, 𝑉为boost输入电压, 𝐼为boost输出电流,𝐷为占空比,T为开关周期。

具体举例来说,当VIN 为7.2V,VOUT为15V,IOUT 为5A,开关频率为600kHz,L为2.2uH 时,理论上输入的峰值电流可达12A。而实际情况下,考虑boost控制环路有限的带宽,在输出电压动态变化时往往会出现更高的峰值电流。因此,在boost选型时,其负载能力(通 常是指开关电流限值)至少应该能够覆盖模拟音频信号的正弦波峰值功率的需求,能提供20%以上的裕量更佳。

在实际播放音乐中,应用Class H功能时,boost的输出电压和负载状况不断跳变。在音频峰值出现时,boost由轻载过渡到重载状态,输出电压会有跌落。正确的设计应保证跌落的boost输出电压仍高于最大的功放输出摆幅,不会引起功放输出削波失真。前述例子中的测试波形,如下图所示。当每个通道的输出功率从15W增大到20W时,输出摆幅增大,出现了削波失真。

此类削波失真出现的常见原因,除了 boost 自身功率能力不足以外,与 boost 的输出电容 选择以及环路补偿设计也密切相关。这些内容将在下一小节中讨论。
4.2 boost 输出电容与环路优化
传统音频功放设计中,为了避免在音频瞬态峰值信号到来时电源电压大幅跌落导致的削 波失真,功放的电源输入端往往会放置几百甚至几千uF 的大电容。而在Class H设计中, boost输出电压是根据音频信号动态变化的。boost输出电压的改变需要为其输出电容充放电,而这些电荷又是boost的负载电流提供的。过大的输出电容,会加重boost的负载压力, 使得电压追踪能力下降。从另一个角度讲,输出电容增大会使得boost控制环路中的主负载极点向更低频移动,限制了控制环路的带宽和动态性能,无法充分发挥boost的动态能力。使用大容量电解电容还占用了更大的空间,也推高了硬件成本。

图10是不同输出电容组合,相同的环路补偿参数下,以1kHz正弦波输入扫描THD+N vs. Output Power 曲线,再固定2*15W的输出功率扫描THD+N vs. Frequency。可见,对于目标最大音频RMS功率 2*15W,仅使用50uF 陶瓷电容(考虑 DC bias 衰减后的有效容值), 已经能够满足要求失真要求,而不必再另外增加boost输出电容。

 

进一步,再讨论不同环路补偿参数的影响。 在前述测试条件基础上,功放增大输出功率到 2*18W,boost 输出端增加一个 100uF 电解 电容,以比较不同 boost 环路补偿参数对失真度的影响。TPS61288 控制环路为峰值电流模式, 当输出 2*18W/85%时,此时负载主极点位于, 

电解电容的 ESR 零点位于, 

考虑陶瓷电容对电解电容 ESR 零点的影响,实际的输出电容网络 ESR 零点频率还会略高一些。 几组 RCOMP, CCOMP补偿参数及其对应的补偿零点分别为, 

15k + 1nF,fcomp_z=10.6kHz 

33k + 1nF,fcomp_z=4.8kHz 

51k + 1nF,fcomp_z=3.1kHz

考虑到 ESR 零点与负载主极点距离较远,在保持环路稳定的前提下,补偿零点越靠近负载 主极点,则环路带宽越高,动态响应越好。这表现为重载条件到来时boost能够快速响应,其输出电压不会跌落太大,发生削波失真。图11为输出功率为2*18W,其他测试条件相同,上述三组补偿参数所对应的THD+N vs. Frequency扫描结果。可见经过恰当补偿的boost环路, 可以有效改善削波失真。

此外,测试中还包括了一组参数,保持RCOMP不变,将CCOMP加大, 

51k + 2.2nF,1.4kHz

从图11上可见,虽然其补偿零点频率更低,但其环路补偿效果仍差于51k+1nF。这是因为, 更大的CCOMP使得boost环路的开环增益曲线在低频段的下降斜率加大,最终导致环路带宽不增反降。

如图12所示,从时域波形上同样可以观察到合适的补偿参数改善了环路动态性能,降 低了boost输出电压的波动幅度,改善了削波失真程度。

值得一提的是,ACM86xx 集成了Look-ahead功能,可在音频功率峰值到来之前,提前几个ms将boost输出电压升高到所需的电压值,大幅度减轻了音频功率峰对于boost的冲击。

总之,当出现boost输出电压波动过大导致削波失真时,应首先考虑优化boost环路参 数,改善其动态负载性能。若仍然无法满足要求,再考虑增大输出电容,重新迭代环路优化过程,直到削波失真程度降低到可以接受为止。
4.3 boost 环路稳定性
在 Class H应用中,boost的输出电压不断变化,负载也在不断变化,boost应始终保持 环路稳定,不应出现环路失稳时常见的“大小波”或“multi-pulse”现象,这就对boost的环路 设计提出了较高要求。环路失稳常常会导致电感电流纹波增大或输出电压不稳,引起电容电感啸叫。

通常来说,输入电压越低,输出电压越高,负载电流越大,boost控制环路越容易失稳。 因此,Class H中boost环路设计的最恶劣工况,应该是最低输入电压、最高输出电压、最大音频功率输出时,设计测试中应首先确保此工况下的稳定性。在此基础上,再不断调节音频输出幅度,确保其他工况下的稳定性。
4.4 电池电压跌落、boost 最低工作电压
从前述分析可知,电池供电的音频系统,尤其是单节电池系统,boost在工作时会从电 池输入端抽取很大的电流。且放电截止电压越低,boost升压比越大,输入侧峰值电流越高。 因此,应根据系统的电流能力,仔细考虑电池放电的截止电压。必要时还可设置boost的限 流值,防止boost输入电流过大,将电池电压拉到低于整个的系统欠压阈值,导致系统重启。 系统的电流能力的主要考虑因素包括,电池本身的放电电流能力,电池等效内阻,线损。另外,如果系统上电池放电经过Charger芯片,还应将charger的电池放电MOS的电流能力考虑在内。 
5. 总结
ACM86xx 系列功放集成了Class H功能,可与各种boost转换器一起,有效提高各种音频系统的效率,降低发热量,大幅提高电池的续航时间。ACME 软件可以帮助设计者快速完 成 Class H相关的软硬件配置。本文还讨论了 boost 选型、调试过程等常见问题,为设计者提供了完整的Class H设计指南。


 
 
 

 
 
 
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